（PA）的挑战和局限性。在最后一节中，我们了解到，利用大型电感器作为共发射极配置的负载，能解决许多挑战。
在本文中，我们将更全面地研究电感性负载的A类放大器。让我们从图1中的基本电感性负载共射极配置开始我们的研究。
您可能已经注意到，图1看起来与我们上次介绍的电感负载PA有些不同。与本文稍后将讨论的放大器版本不同，该电路缺少匹配网络。在别的方面，该电路很相似：
电感器（L1）足够大，可以在工作频率下充当交流开路电路。我们将这种电感器称为“RF扼流圈”（RFC）。
上述电路的一个有趣特征是节点A的电压（VA或集电极电压）可以超过电源电压（VCC）。这是一个有用的特性：随着电压摆幅的增大，PA可以更容易地提供其功能所需的高功率水平。换句话说，电感负载电路能在给定的电压摆幅下实现较低的电源电压。
但是，电感负载级如何提供大于其电源电压的电压摆动？一种可能的解释是，节点A处的直流电压等于VCC，因为电感器在直流下是短路。RFC只承载直流电流，其值由连接到晶体管基极的偏置电路（图中未显示）确定。由于没交流电流可以流过电感器，晶体管的交流电流只流过RL。
图2显示了两个交流等效电路模型：一个模型中，晶体管吸收了ic的交流电流，另一个模型中，晶体管提供了相同的交流电流。
示例放大器的两个等效电路模型。在一个模型中，晶体管吸收交流电流。在另一个模型中，它提供相同的电流。
在图2（a）中，放大器的晶体管吸收交流电流。在图2（b）中，晶体管发出交流电流。
在图2（a）中，节点B处的交流电压为-RLic。由于C1充当短路，节点A处的交流电压也为-RLic。当我们考虑直流和交流分量时，我们观察到节点A处的总电压从VCC变为较小的值VCC-RLic。
在图2（b）中，晶体管发出ic的交流电流，节点A处出现正交流电压。在这种情况下，节点A处的总电压从VCC变为更大的值VCC + RLic。由此可知，集电极电压可能超过VCC。
达到相同结果的另一种方法是考虑电容器C1两端的直流电压。在没有交流信号的情况下，图3中的节点A和B分别处于VCC和0 V。因此，电容器两端的直流电压为VCC，极性如图3所示。
当晶体管发出ic的交流电流时，节点B会出现RLic的正交流电压。考虑到电容器的直流电压，我们观察到节点A的总电压为VCC + RLic。同样地，当晶体管吸收ic的交流电流时，节点A的总电压降至VCC – RLic。
假设晶体管具有偏置电流ICQ，这也是电感器提供的直流电流。当总集电极电流几乎为零时（晶体管几乎处于截止状态），晶体管可以向负载提供最大的交流电流。这需要出示ic，max = ICQ的交流电流，如图4（a）所示。
使用ic,max = ICQ，我们得知节点A处的最大电压为VCC + RLICQ。为了获得对称的摆动，晶体管还应吸收ic,max = ICQ。这导致节点A处的最小电压为VCC – RLICQ，如图4（b）所示。
另一方面，假设晶体管的饱和电压为零（VCE（sat）=0），则最小集电极电压为0V。因此，我们得到：
根据上述方程选择偏置电流可确保输出端最大对称摆幅。图4还显示了两种极端情况下晶体管所承载电流的范围。正如我们所见，晶体管电流可以从0变化到2ICQ。
总之，集电极电压从0变为2VCC，集电极电流从0变为2ICQ。这种分析有助于我们根据晶体管的最大电压和电流限制选择正真适合的晶体管。
上一篇文章中讨论的电阻性负载共发射极级向负载提供了大量不需要的直流功率。由于使用隔直电容，电感性负载电路仅向负载提供交流功率。这明显提高了效率，我们很快就会看到。
放大器的最大效率为50%，这在某种程度上预示着电源必须要提供2 W才能向负载提供1 W。剩余的1 W在晶体管中损失。与电阻负载级相比，这是一个重大改进，电阻负载级的最大效率仅为25%。
然而，在实际应用中，电感负载PA的可实现效率可能远低于50%。图5显示了效率如何随信号振幅变化——正如我们所见，只有当信号摆幅达到最大时，效率才为50%。
图5还显示了与该电路相关的三个功率项如何随集电极交流电流的幅度而变化。这三个项是：
图5. 电源功率（蓝色）、负载功率（红色）、晶体管功率（绿色）和功率效率（青色）与集电极电流的关系图。
如预期的那样，电源提供的功率（Pcc）是恒定的。该功率在负载（PL）或晶体管（PTran）中耗散。当负载功率增加时，晶体管中耗散的功率相应下降。在没有交流信号的情况下，向负载提供的功率为零，因此晶体管耗散电源提供的所有功率。
随着信号幅度的增加，晶体管中消耗的功率越来越接近其最小值。由此我们大家可以看出，A类放大器中使用的晶体管在没有施加交流信号时承受的压力最大。考虑到这一点，让我们继续讨论另一种版本的电感负载共射极级。
我们对电感负载A类功率放大器的讨论实际上始于上一篇文章。让我们回顾一下那篇文章的结论部分中的几个相关要点：
实现最大输出功率需要RL与晶体管的偏置点之间有特定的关系。本文的方程1以及上一篇的方程3和4中描述了这种关系。
如果给定的负载电阻不满足上述条件，我们大家可以使用匹配网络将实际负载（RL）转换为最佳负载（Req），如图6所示。
匹配网络几乎总是使用无源组件来实现的。因此，传递到匹配网络输入端的功率在RL中耗散。
其中N1和N2是匝数，表示变压器每侧的绕组数量。通过使用适当的匝数比，我们可以根据需要使集电极处的负载电阻RL变大或变小。
以下示例受 B. Razavi 的“RF Microelectronics”中一个问题的启发，可以帮助您更好地理解变压器如何改变功率晶体管的最大电压和电流要求。
我们打算使用图7中的电路向50Ω负载提供4W的功率。如果电源电压为2V，电路以最大效率运行，则变压器所需的匝数比是多少？
为了确定这一点，我们首先找到使输出功率最大化的等效负载电阻（Req）。将方程2应用于Req作为该级的负载电阻，我们得到：
这导致Req=0.5Ω。有了RL和Req，我们现在能够正常的使用方程5来计算所需的匝数比：
由于变压器的运行，集电极的峰峰电压摆动为40/10或4 V，理论上，使用2 V电源是可能的。然而，ic，max = 0.4 × 10，使得峰值交流集电极电流为4A！
当集电极电压处于其最小值时，晶体管吸收了ic，max的两倍。因此，8A是本例中晶体管在不损坏的情况下可以承载的最大电流。
我希望这篇文章与上一篇文章一起，帮助您了解A类功率放大器的工作原理。在下一篇文章中，我们将通过介绍一些实用的PA设计技术来巩固这些知识。特别是，我们将学习怎么样使用A类放大器进行示例计算，来估计和分析功率放大器的负载牵引轮廓。
